Рис. 1 - Схема обратно-ходового преобразователя.
Статья описывает расчет статических характеристик обратноходового преобразователя, построенного на основе ШИМ модулятора с токовым управлением. Показано, что точное описание характеристик защиты по току возможно только при учете потерь, приводящих к увеличению запасенной в трансформаторе энергии.
В настоящее время одной из самых распространенных схем, по которым строятся сетевые и DC-DC преобразователи напряжения на мощности в пределах от 0 до 150 Вт, является обратно-ходовой преобразователь (flyback converter). Относительно малое число компонентов, гибкость применения в широких диапазонах входных напряжений и выходных токов, возможность легко наращивать число выходных каналов делают эту топологию привлекательной для разработчиков.
В промышленных источниках вторичного питания управление обратно-ходовым преобразователем, как правило, осуществляется на основе широтно-импульсной модуляции второго рода (ШИМ-2). Реже используется частотно-импульсная модуляция (ЧИМ), либо комбинированные методы.
Для управления преобразователями используются специализированные микросхемы - ШИМ-контроллеры, в состав которых, как правило, входят генератор тактовой частоты, источник опорного напряжения, усилитель ошибки, компаратор с RS защелкой и выходной драйвер. В последнее время наметилась тенденция включать в состав таких микросхем также различные дополнительные функциональные узлы, улучшающие их потребительские свойства и уменьшающие число компонентов "обвязки" - например цепи плавного пуска (soft start). Следует также упомянуть развивающийся сейчас целый класс приборов, предназначенных для применения в составе обратно-ходовых преобразователей, сочетающих силовой ключ и схему управления в одном корпусе (наиболее известный пример - TOP Switch). Но несмотря на их развитие, всё еще актуальным остается применения более дешевых микросхем ШИМ-контроллеров в сочетании с МДП-транзистором (в качестве силового ключа). Кроме выигрыша в стоимости, это решение позволяет достичь большей гибкости за счет возможности выбора частоты преобразования, применения различных способов защиты и сервисных функций и т.д.
Одной из наиболее популярных микросхем ШИМ-контроллеров является семейство UC2842 фирмы Unitrode. Эта микросхема и её близкие аналоги выпускается как самой фирмой Unitrode (принадлежащей сейчас Texas Instruments), так и другими фирмами - ON-Semiconductors, ST, Micrel, Astec, Fairchild и др. Эта микросхема (current mode PWM controller) является контроллером, специально предназначенным для работы в режиме сравнения сигнала ошибки с линейно нарастающим сигналом с датчика тока ключа. То есть функцию генератора линейно изменяющегося напряжения (ГЛИН), необходимого для реализации ШИМ-2, выполняет силовая часть схемы. Такой подход дает, наряду с упрощением схемы, ряд преимуществ, среди которых - улучшение динамических характеристик за счет введения токовой связи в петлю регулирования, лучшая фильтрация входных пульсаций за счет прямой связи по входному напряжению (feedforward), "быстрая" защита в каждом цикле (pulse by pulse) и формирование выходной защитной характеристики с ограничением выходной мощности.
Цель настоящей статьи - определение областей работы обратно-ходового преобразователя с ШИМ модулятором, построенном на стандартном контроллере типа UC2842, в части его статических характеристик, и оценка граничных условий перехода в то или иное состояние с учетом цепей ограничения и защиты контроллера.
Рассмотрим схему замещения обратно-ходового преобразователя, представленную на рисунке 1.
На рисунке обозначено:
w1 - число витков первичной обмотки трансформатора
w2 - число витков вторичной обмотки трансформатора
L - индуктивность намагничивания (приведенная к единичному витку)
Считаем, что емкость С достаточно велика, чтобы пренебречь пульсацией напряжения Vo.
В интервале, когда ключ S замкнут, происходит накопление энергии в L. После размыкания S происходит передача накопленной
энергии в нагрузку. Если ток в L успевает достичь нуля до начала следующего цикла, то говорят о режиме прерывистого тока (РПТ),
если ток не достигает нуля к началу следующего цикла - о режиме непрерывного тока (РНТ) - рис.2.
Следует заметить, что Po в первом приближении (если рассматривать "идеальный" преобразователь) - это выходная мощность
преобразователя, так как в этом случае вся накопленная энергия "сбрасывается" в нагрузку. Однако, как
будет показано далее, для реальной схемы она включает в себя также некоторую дополнительную мощность потерь. Пока же,
для схемы на рис.1, считаем, что Po определяется (2), где Vd - падение на открытом диоде.
Относительная длительность интервала открытого состояния ключа S - G (т.н. коэффициент заполнения) - определяется (3).
Относительная длительность интервала открытого состояния диода VD - Gd - определяется (4).
Для схемы на рис.1 - пиковый ток iL для РНТ определяется (5), где IL - средний ток в L,
относительная длительность интервала открытого состояния ключа S - G, определяется (6),
а средний ток в L определяется (7).
Условие перехода схемы из
РПТ в РНТ можно сформулировать как равенство суммы G и Gd единице. Обратный переход (из РНТ в РПТ) осуществляется
при равенстве нулю минимального значения тока в L. Оба этих условия приводят к уравнению (8), которое определяет ток нагрузки
на границе РПТ и РНТ.
В режиме стабилизации напряжения нагрузки схема управления изменяет G таким образом, чтобы напряжение Vo оставалось
постоянным при возможных изменениях входных воздействий (в данном случае - Vin и Io). Таким образом в этом
режиме Vo можно считать заданным и равным номинальному значению выходного напряжения Von.
При увеличении тока нагрузки происходит увеличение пикового тока в L. В конечном итоге пиковый ток ограничивается на некотором (в первом
приближении - постоянном) уровне, определяемом микросхемой ШИМ-контроллера. Происходит переход в
защитный режим - режим ограничения выходной мощности. В этом режиме заданным следует считать уже не
Vo, а Im. Выходная характеристика блока в режиме защиты может быть получена при подстановке (2) в (1) и
решения относительно Vo - для РПТ или при подстановке (7) и (2) в (5) - для РНТ. Подставляя затем значение
выходного напряжения для режима стабилизации Vo=Von, получим границу перехода в режим защиты для
РПТ (9) и для РНТ (10). Граница РПТ и РНТ в режиме защиты может быть получена в виде (11).
В результате снижения Vo при
увеличении Io в режиме защиты, происходит понижение напряжения питания микросхемы ШИМ контроллера Vcc,
так как Vo и Vcc связаны друг с другом соотношением (12), где Vdcc - падение напряжения на диоде, соединяющем
обмотку трансформатора (w3) с цепью питания микросхемы. Напряжение Vcc, при котором происходит выключение,
известно и является параметром микросхемы "Min Operating Voltage After Turn-on". Обозначим этот параметр как VDoff. Тогда,
подставляя (12) в уравнение, определяющее выходную характеристику блока, получим
выражение для тока нагрузки, при котором происходит отключение блока -
это (13) - для РПТ и (14) - для РНТ.
Ток Im должен ограничиваться на уровне, определяемом параметром микросхемы "Maximum Input Signal"
(который обозначим как Um), значение которого является максимально возможным значением напряжения на
внутреннем выводе компаратора. Однако довольно большое влияние этот уровень оказывают задержка компаратора
микросхемы tz (параметр "Delay to output") и фильтрующая RC-цепочка (Rf, Cf), обычно имеющаяся
в цепи датчик тока - вход компаратора.
Таким образом значение Im определяется (15), где Rs - сопротивление шунта датчика тока.
На рисунке 4 приведена упрощенная схема обратно-ходового преобразователя, управление которым поcтроено на микросхеме UC2842B [1] - одной из семейства UC2842. На схеме не показан входной выпрямитель, входные и выходные фильтры, снабберы транзистора VT1 и диода VD2 и некоторые другие цепи. Условно показан усилитель рассогласования УР (имеющий гальваническую развязку на оптроне), чья основная функция - преобразовать сигнал ошибки выходного напряжения относительно опоры в потенциал вывода "Comp" микросхемы DA1. Чем больше напряжение на входе УР - тем меньше должно быть напряжение на его выходе - тем меньше будет скважность управляющих импульсов (отрицательная обратная связь).
Для серийно выпускающегося блока питания ECA150.10063 (6 В, 15 Вт) [2], построенного по схеме рис.4, были экспериментально измерены токи перехода преобразователя из РПТ в РНТ, входа в режим ограничения и отключения при различных значениях Vin (см рис.5 - крестики).
|
х - эксперимент - - - - теория при Ps=0  - теория при Ps=3 Вт |
синий - граница РПТ и РНТ красный - переход в режим ограничения зеленый - отключение |
Распределение дополнительных потерь Ps показано на рис.7. Основную долю вносят потери в трансформаторе. Доли прочих потерь не значительны, но в сумме они дают довольно весомую часть (около трети).
Следует отметить, что большое влияние на результат расчета границы перехода в режим ограничения оказывает разброс параметров модели. Некоторые параметры известны точно (например, числа витков обмоток трансформатора). Некоторые параметры известны заранее лишь с некоторой долей вероятности (сопротивление шунта, индуктивность намагничивания, параметры микросхемы имеют некотроый разброс). Поэтому с целью увеличения достоверности в расчете использовались параметры, значения которых были экспериментально уточнены (например, такие параметры, как период коммутации T, сопротивления шунта Rs, значение индуктивности намагничивания L и падение напряжения на диоде VD в исследуемой области токов, напряжения порогов микросхемы Um и VDoff и др).
Приведенные в разделе 2 соотношения позволяют достаточно просто рассчитывать граничные токи перехода в тот или иной режим обратно-ходового преобразователя с токовым управлением. Этими соотношениями целесообразно пользоваться на этапе проектирования, поскольку они обеспечивают достаточную точность при расчете статических характеристик преобразователя, а также дают граничную оценку (то есть несколько завышенную) перехода преобразователя в режим защиты по току нагрузки. Этого вполне достаточно для выбора компонентов схемы с учетом требований по перегрузкам.
Реальная граница входа в режим защиты будет несколько смещена в область меньших токов нагрузки (оценочно - на 10...20 %) - как это показано в разделе 3. Если возникает необходимость уточнения этой границы, то следует учесть дополнительные потери, "ответственные" за рост пикового тока в индуктивности намагничивания. При этом в первом приближении их величину можно принять постоянной, и оценить их из расчета в области токов, при которых происходит вход в режим защиты, как это показано в разделе 3.
Создание более полной модели областей работы преобразователя, в которую бы входил расчет этих потерь при произвольных условиях, было бы сложной и, повидимому, неэффективной задачей, поскольку имеющийся разброс параметров (о котором говорилось выше) может свести на нет достигнутое повышение точности.